Бестрансформаторный преобразователь постоянного напряжения в переменное. Маломощные бестранформаторные преобразователи напряжения на конденсаторах (18 схем). Преобразователь напряжения на микросхеме К561ЛА7

Использование: в преобразователях постоянного напряжения, где первичным напряжением служит сеть промышленной частоты 220 В или более. Сущность изобретения: устройство содержит каскадный делитель напряжения, состоящий из диодно-конденсаторных ячеек. Конденсаторы, соединенные последовательно, заряжаются во время максимума амплитуды положительного значения синусоиды переменного напряжения на шинах. Разряд их на питающие входы силового импульсного каскада осуществляется при отрицательном значении синусоиды переменного напряжения и при параллельном соединении этих конденсаторов. Вспомогательный транзистор позволяет уменьшить мощность, требующуюся для управления выходным транзистором, и снизить рассеиваемую им мощность. 3 з.п. ф-лы, 3 ил.

Изобретение относится к электротехнике, а именно к преобразовательной технике к устройствам преобразования электрической энергии переменного напряжения, например промышленных сетей, в постоянные напряжения для питания систем автоматики или радиоэлектроники. Известны бестрансформаторные преобразователи напряжения, у которых переменное первичное напряжение выпрямляется мостовым выпрямителем, а затем осуществляется преобразование постоянного напряжения в требуемые выходные с гальванической развязкой импульсным высокочастотным транзисторным силовым каскадом Недостатком таких преобразователей является невысокая надежность работы и недостаточная энергетическая эффективность. Это обусловлено неоптимальной областью безопасной работы современных высоковольтных силовых транзисторов, использующихся в силовых импульсных каскадах, а также невысокими коэффициентами усиления этих транзисторов. Применяются также бестрансформаторные преобразователи напряжения, у которых напряжение питания силового импульсного каскада снижается при помощи импульсного или линейного стабилизатора Недостатком подобных преобразователей является сложность схемы и невысокая надежность работы, так как достаточно высокая частота преобразования в импульсном стабилизаторе требует решения вопросов соблюдения норм безопасной работы силового транзистора этого стабилизатора. В случае использования линейного стабилизатора энергетическая эффективность такого технического решения невысока. Наиболее близким к предлагаемому как по схемотехнике, так и по сущности происходящих процессов является преобразователь, содержащий каскадные диодно-конденсаторные ячейки, соединяемые последовательно или параллельно при помощи выходного транзистора и которые осуществляют снижение первичного напряжения до достаточно низких величин Недостатком этого преобразователя является сложность из-за наличия специальной схемы управления выходным транзистором и мостового сетевого выпрямителя, а также невысокая надежность работы вследствие использования высокой частоты переключения. Целью изобретения является повышение надежности работы за счет упрощения схемы и облегчения режимов работы элементов. Цель достигается тем, что управление выходным транзистором, осуществляющим переключение диодно-конденсаторных ячеек, выполняется сетевым первичным напряжением при помощи вспомогательного транзистора. Кроме того, для ограничения амплитуды коротких коммутационных импульсов тока разряда конденсаторов ячеек вводится дроссель с блокирующим диодом. Для дальнейшего повышения энергетической эффективности преобразователя в схему введены форсирующие транзистор и конденсатор, осуществляющие ускорение начального открывания выходного транзистора. На фиг. 1-3 приведены схемы бестрансформаторных преобразователей напряжения, которые соответствуют: фиг.1 п.1 формулы изобретения; фиг.2 п.2 и 3 формулы; фиг.3 п.4. Бестрансформаторный преобразователь напряжения по схеме фиг.1 содержит N диодно-конденсаторных ячеек, где ячейки с первой по (N-1)-ю содержат зарядные 1.1,1.(N-1) диоды, разрядные 2.1,2.(N-1) диоды, выходные 3.1,3.(N-1) диоды и конденсаторы 4.1,4.(N-1), а N-я ячейка состоит из зарядного 1.N диода и конденсатора 4.N. Анод зарядного диода 1.1 первой ячейки соединен с первой сетевой шиной 5 и первым выводом открывающего резистора 6. Аноды разрядных диодов 2.1,2.(N-1) подключены к второй сетевой шине 7 и отрицательному питающему входу 8 силового импульсного каскада 9. Катоды выходных диодов 3.1,3.(N-1) соединены с эмиттером выходного транзистора 10 р-n-р-типа проводимости и с первым выводом запирающего резистора 11. Катоды зарядных 1.1,1.(N-1) диодов соединены с анодами соответствующих выходных 3.1,3.(N-1) диодов и с первыми выводами конденсаторов 4.1,4. (N-1) соответственно, вторые выводы которых подключены к катодам разрядных 2.1,2.(N-1) диодов соответственно. Кроме того, катоды разрядных диодов 2.1, 2. (N-1) соединены соответственно с анодами зарядных 1.2,1.N диодов последующих ячеек, а катод зарядного диода 1.N подключен к первому выводу конденсатора 4.N, коллектору выходного транзистора 10, второму выводу запирающего резистора 11 и к положительному питающему входу 12 силового импульсного каскада 9. Второй вывод конденсатора 4.N соединен с второй сетевой шиной 7. Точка соединения катода диода 2.(N-1) и анода диода 1.N подключена через коллекторный резистор 13 к коллектору вспомогательного транзистора 14 р-n-р-типа проводимости, эмиттер которого соединен с базой выходного транзистора 10, а база с вторым выводом открывающего резистора 6. Силовой импульсный каскад 9 для наглядности изложения изображен в виде транзисторного однотактного преобразователя постоянного напряжения, где силовой транзистор 15, управляемый блоком 16 управления, соединен через первичную обмотку 17 силового трансформатора 18 с положительным 12 и отрицательным 8 питающими входами. В общем виде тип силового импульсного каскада не влияет на рассматриваемые процессы работы бестрансформаторного преобразователя напряжения. Схема бестрансформаторного преобразователя напряжения по фиг.2 отличается тем, что коллектор выходного транзистора 10 соединен с первым выводом дросселя 19 и с катодом блокирующего диода 20, анод которого подключен к второй сетевой шине 7, а второй выход дросселя 19 соединен с положительным питающим входом 12 силового импульсного каскада 9, вторым выводом открывающего резистора 11 и точкой соединения катода зарядного диода 1.N и первого вывода конденсатора 4.N. В схеме бестрансформаторного преобразователя напряжения по фиг.3, кроме описанных связей и элементов, коллектор транзистора 14 через коллекторный резистор 13 соединен с первым выводом форсирующего конденсатора 21 и эмиттером форсирующего транзистора 22 р-n-р-типа проводимости, коллектор которого подключен к точке соединения катода диода 2.(N-1), анода диода 1.N и второго вывода конденсатора 4.(N-1), а база через базовый резистор 23 соединена с катодом диода 1.N. Второй вывод конденсатора 21 подключен к аноду диода 3.(N-1). Бестрансформаторный преобразователь по схеме фиг.1 работает следующим образом. Рассмотрим установившиеся процессы работы. В исходном состоянии, если не учитывать пульсаций постоянного напряжения, конденсаторы 4.1,4.N заряжены примерно до одинакового напряжения, равного выходному напряжению каскадного делителя напряжения, численно оцениваемого частным от деления амплитудного мгновенного напряжения на сетевых шинах 5 и 7 на количество ячеек каскадного делителя N. Когда мгновенное значение напряжения на сетевых шинах 5 и 7 равно максимальному (амплитудному), конденсаторы 4.1,4.N заряжаются до максимального значения напряжения через зарядные диоды 1.1,1.N. При этом ячейки каскадного делителя оказываются включенными последовательно между собой. После начала снижения напряжения от амплитудного значения диоды запираются, так как суммарное напряжение на последовательно включенных конденсаторах 4.1,4.N становится больше текущего значения напряжения на сетевых шинах 5 и 7. Транзисторы 10 и 14 при этом заперты, так как напряжение, прикладываемое к их базоэмиттерным переходам, имеет запирающую полярность. Ток, протекающий через резистор 11, образует запирающее напряжение на базоэмиттерном переходе транзистора 10. Выбором числа последовательно включенных диодов 3.(N-1) можно изменять величину запирающего напряжения. Далее сетевое напряжение на шинах 5 и 7 уменьшается и полярность его меняется на обратную. Однако транзисторы 10 и 14 остаются запертыми, так как полярность напряжения на базе транзистора 14 запирающая до тех пор, пока напряжение на сетевых шинах 5 и 7 не сравняется с напряжением на конденсаторе 4. N, то есть с напряжением на питающих входах 12 и 8 силового импульсного каскада 9. Когда напряжения сравняются, открываются базоэмиттерные переходы транзисторов 14 и 10 и базовый ток транзистора 10 протекает через открытый транзистор 14 от напряжения на конденсаторе 4.(N-1). Величина тока определяется резистором 13. Таким образом, базовый ток транзистора 10 создается не напряжением на сетевых шинах 5 и 7, а уменьшенным в N раз напряжением на конденсаторе 4.(N-1). Так как напряжение на этом конденсаторе не имеет плавной синусоидальной формы, а постоянно, то фронт напряжения, образующего базовый ток транзистора 10, может быть гораздо более крутым из-за того, что схемотехнически транзисторы 10 и 14 включены по схеме составного транзистора. Это определяет меньшее время включения транзистора 10, а, значит, и меньшую рассеиваемую им мощность на этапах переключения. После открывания транзистора 10 конденсаторы 4.1,4.N соединяются параллельно через выходные диоды 3.1,3.(N-1), коллекторно-эмиттерный переход транзистора 10 и разрядные диоды 2.1,2.(N-1). Так как конденсатор 4.N во время последовательного соединения конденсаторов разряжается на питающие входы 12 и 8 силового импульсного каскада 9, то на остальных конденсаторах 4.1,4. (N-1) к моменту их разряда будет большее напряжение и они разряжаются на подзаряд конденсатора 4.N и в нагрузку. На протяжении рассматриваемого этапа времени сетевое синусоидальное напряжение продолжает уменьшаться, проходя через минимум (то есть через максимум отрицательной полуволны синусоиды). После прохождения минимума напряжение сетевых шин 5 и 7 начинает увеличиваться, имея пока отрицательную полярность. Когда отрицательное напряжение сети, увеличиваясь, достигнет значения напряжения на входах 12 и 8 силового каскада 9, транзисторы 14 и 10 закроются, так как к их базоэмиттерным переходам приложится обратное напряжение. Конденсаторы 4.1,4.(N-1) оказываются отключенными от силового импульсного каскада 9, а конденсатор 4.N будет поддерживать неизменность напряжения на питающих входах 12 и 8 силового импульсного каскада 9. При этом выходные 3.1,3.(N-1) диоды и разрядные 2.1,2.(N-1) диоды запираются. Это состояние поддерживается неизменным до тех пор, пока сетевое напряжение не достигнет уровня положительного напряжения, равного сумме напряжений на последовательно включенных конденсаторах 4.1.4.N. После превышения напряжением сети указанного суммарного напряжения открываются зарядные диоды 1.1,1.(N-1) и конденсаторы 4.1,4.N начинаются заряжаться напряжением сети на протяжении этапа времени достижения максимума положительного значения напряжения сети. Далее процессы заряда и разряда конденсаторов продолжаются аналогично. Заряд конденсатора 4.N за время одного цикла работы, то есть за один период частоты переменного напряжения сети, происходит дважды. То есть, несмотря на однополупериодный режим работы конденсаторов 4.1,4.(N-1), конденсатор 4. N работает в квазидвухполупериодном режиме работы: первый этап его заряда осуществляется во время заряда группы последовательно включенных конденсаторов, а второй при разряде конденсаторов 4.1,4.(N-1) на силовой импульсный каскад 9 и конденсатор 4.N. Это способствует снижению пульсаций напряжения на питающих входах 12 и 8 и дает возможность использовать меньшие емкости конденсаторов. Наличие постоянного напряжения на питающих входах 12 и 8 обеспечивает работу силового импульсного каскада 9. Транзистор 15, управляемый блоком 16 управления, преобразует постоянное напряжение в импульсный ток коллектора, трансформируемый трансформатором 18 в нагрузку. Таким образом, в рассматриваемом устройстве управление выходным транзистором осуществляется от напряжения, меньшего, чем напряжение сети и с более крутыми фронтами включения. Это дает возможность повысить энергетическую эффективность работы устройства, снизить потребляемую мощность и повысить надежность работы преобразователя. Бестрансформаторный преобразователь по схеме фиг.2 работает следующим образом. Максимум амплитуды тока, протекающего через выходной транзистор, имеет место при его включении, когда конденсаторы 4.1,4.(N-1) разряжаются на частично разряженный конденсатор 4.N. Длительность импульса этого тока составляет обычно 2-5% от цикла включенного состояния транзистора 10. Ограничение амплитуды выполняет дроссель 19, индуктивность которого практически должна быть невелика. Для исключения режима непрерывных токов дросселя в переходных режимах включения, выключения или коммутации тока нагрузки используется блокирующий диод 20, обеспечивающий разряд тока, накопленного в индуктивности дросселя 19. Таким образом, введение дросселя 19 и диода 20 дает возможность ограничить ток через транзистор 10 и обеспечить отсутствие коммутационных перенапряжений на этом транзисторе при возникновении режима непрерывных токов дросселя 19, который может вызвать коммутационные перенапряжения на коллекторе транзистора 10. Бестрансформаторный преобразователь напряжения по схеме фиг.3 работает следующим образом. Форсирование тока базы транзистора 10 для уменьшения времени разряда конденсаторов 4.1,4.(N-1) на заряд конденсатора 4.N и уменьшения мощности, рассеиваемой этим транзистором на рассматриваемом этапе времени, требуется на сравнительно небольшом промежутке времени, как это было сказано выше. Остающийся гораздо более длительный интервал времени не требует большего тока базы транзистора 10. Поэтому формирование форсированного импульса тока базы осуществляется от заряженного конденсатора 21, емкость которого существенно меньше емкости конденсатора 4.(N-1). При открытом транзисторе 14, когда транзистор 10 открывается, начальный ток разряда конденсатора 21 обеспечивает форсирование базового тока транзистора 10, который затем по мере разряда конденсатора 21 снижается, уменьшаясь до нуля к концу интервала времени включенного состояния транзистора 10. Заряд конденсатора 21 происходит во время заряда последовательно включенных конденсаторов 4.1,4.N от сетевого напряжения на шинах 5 и 7. Остальные процессы работы схемы не отличаются от рассмотренных выше. Таким образом, введение форсирования базового тока транзистора 10 дает возможность ускорить процесс заряда конденсатора 4.N и снизить мощность, рассеиваемую этим транзистором во время коммутационных процессов. Следовательно, предложенное устройство позволяет повысить надежность работы бестрансформаторного преобразователя напряжения за счет упрощения схемы и уменьшения рассеиваемой элементами мощности.

Формула изобретения

1. БЕСТРАНСФОРМАТОРНЫЙ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛЬ НАПРЯЖЕНИЯ, содержащий N диодно-конденсаторных ячеек, каждая из которых, кроме N-й, состоит из зарядного, разрядного и выходного диодов и конденсатора, катод зарядного диода соединен с анодом выходного диода и с первым выводом конденсатора, второй вывод которого подключен к катоду разрядного диода, причем катоды выходных диодов ячеек, кроме N-й, соединены с эмиттером выходного транзистора p-n-p-типа проводимости и с первым выводом запирающего резистора, анод зарядного диода первой ячейки подключен к первой сетевой шине и к первому выводу открывающего резистора, аноды зарядных диодов последующих ячеек соединены с катодами разрядных диодов предыдущих ячеек с первой по (N-1)-ю соответственно, аноды которых подключены к второй сетевой шине, к отрицательному питающему входу силового импульсного каскада и второму выводу конденсатора N-й ячейки, первый вывод которого соединен с положительным питающим входом силового импульсного каскада и с коллектором выходного транзистора, отличающийся тем, что второй вывод запирающего резистора подключен к коллектору выходного транзистора, соединенному с положительным питающим входом силового импульсного каскада, второй вывод открывающего резистора соединен с базой введенного вспомогательного транзистора p-n-p-типа проводимости, эмиттер которого подключен к базе выходного транзистора, а коллектор через коллекторный резистор к аноду зарядного диода N-й ячейки. 2. Преобразователь напряжения по п. 1, отличающийся тем, что указанное соединение коллектора выходного транзистора с положительным питающим входом силового импульсного каскада осуществлено через введенный дроссель, точка соединения которого с указанным входом присоединена к точке соединения первого вывода конденсатора и катода N-й ячейки. 3. Преобразователь напряжения по пп. 1 и 2, отличающийся тем, что между коллектором выходного транзистора и отрицательным питающим входом силового импульсного каскада катодом и анодом соответственно включен блокирующий диод. 4. Преобразователь напряжения по пп. 1 3, отличающийся тем, что указанное подключение коллектора вспомогательного транзистора через коллекторный резистор к аноду зарядного диода N-й ячейки осуществлено через эмиттер-коллектор соответственно введенного формирующего транзистора p-n-p-типа проводимости, база которого подключена через базовый резистор к коллектору выходного транзистора, а эмиттер через введенный форсирующий конденсатор соединен с анодом выходного диода N-1-й ячейки.

Изобретение относится к области электротехники и предназначено для использования во вторичных источниках электропитания приборов и устройств измерительной техники. Технический результат - снижение значения потребляемой активной мощности и повышение стабильности выходного напряжения. Преобразователь напряжения состоит из двух одинаковых секций узла гашения избыточного напряжения, выполненных в виде последовательно соединенных конденсатора и резистора, включенных соответственно в оба провода между выводами для подключения источника питания и входами первого и второго мостовых выпрямителей, выход первого выпрямителя подключен параллельно со входом стабилизатора напряжения, а в обоих проводах на выходе второго выпрямителя введены первый и второй регулирующие элементы, которые включены последовательно со входом стабилизатора напряжения. 2 ил.

Рисунки к патенту РФ 2513185

Область техники

Бестрансформаторный преобразователь напряжения относится к области электротехники и предназначен для использования во вторичных источниках электропитания приборов и устройств измерительной техники, в частности, для питания электронных счетчиков электроэнергии, электронных вольтметров, различных реле защиты и автоматики, питаемых от контролируемой сети.

Предшествующий уровень техники

Известны источники питания (Хоровиц П., Хилл У. Искусство схемотехники. В 3-х томах. Т.1. Пер с англ. - 4-е изд. перераб и доп. - М.: Мир, 1993. - 413 с, ил., рис.1.80), содержащие силовой трансформатор, выпрямитель, сглаживающий фильтр, компенсационный стабилизатор напряжения последовательного типа, в котором регулирующий элемент включен последовательно с нагрузкой и играет роль управляемого балластного сопротивления. Наличие компенсационного стабилизатора напряжения позволяет получить стабильное напряжение питания, а наличие трансформатора позволяет получить низкую активную мощность потребления и при необходимости соединить нейтральный провод сети с общей точкой источника. Однако именно наличие трансформатора является основным недостатком таких источников, увеличивающим их габариты и стоимость.

Известен также бестрансформаторный преобразователь на МОП транзисторе (Шрайбер Г. 300 схем источников питания. Выпрямители. Импульсные источники питания. Линейные стабилизаторы и преобразователи: Пер. с франц. - М.: ДМК, 2000. - 224 с: ил. (В помощь радиолюбителю), рис.246), содержащий двухполупериодный мостовой выпрямитель, гасящий резистор, фильтр, параметрический стабилизатор на стабилитроне, источник опорного напряжения, сдвоенный операционный усилитель, регулирующий элемент и делитель напряжения сети. Принцип работы бестрансформаторного преобразователя на МОП транзисторе состоит в том, что в начале каждой полуволны выпрямленное напряжение через открытый регулирующий элемент заряжает емкостной фильтр, подключенный к нагрузке. При достижении на резисторе в делителе напряжения значения опорного напряжения операционный усилитель закрывает регулирующий элемент, и заряд емкостного фильтра прекращается. Основным недостатком такого источника питания является наличие пульсаций на выходе, ухудшающих работу большинства устройств измерительной техники, и отсутствие фиксированного потенциала одной из выходных точек относительно напряжения сети.

Наиболее близким техническим решением к предлагаемому устройству является бестрансформаторный источник электропитания (Описание изобретения к патенту Российской Федерации № 2077111, МПК6 Н02М 7/155, G05F 1/585, приоритет 01.06.1993. Опубликовано 10.04.1997, Бюл. № 10), в котором узел гашения избыточного напряжения состоит из двух секций с равными сопротивлениями по переменному току, причем каждая секция узла гашения избыточного напряжения выполнена в виде последовательно соединенных резистора и конденсатора, общая точка соединения которых подключена к соответствующему выводу для подключения источника питания, а свободные выводы конденсаторов и резисторов первой и второй секции узла гашения избыточного напряжения соединены с входами соответственно первого и второго мостовых выпрямителей, при этом выходы первого и второго мостовых выпрямителей соединены согласно и параллельно и подключены через фильтр к стабилизатору напряжения. Стабилизатор напряжения выполнен двухступенчатым, в котором первая ступень стабилизатора выполнена на стабилитроне, а вторая ступень стабилизатора содержит задающий элемент на стабилитроне, узел стабилизации тока задающего элемента и операционный усилитель, питаемый от первой ступени. Инвертирующий вход операционного усилителя через первый резистор соединен с выводом для подключения первой нагрузки, а через второй резистор соединен с выводом для подключения второй нагрузки, соединенным также с выходным выводом узла стабилизации тока задающего элемента, неинвертирующий вход усилителя через третий и четвертый резисторы с равными сопротивлениями подключен к выводам для подключения источника питания, выход операционного усилителя подключен к выводу для подключения первой нагрузки. В бестрансформаторном источнике электропитания с двухступенчатым стабилизатором обеспечивается высокая стабильность напряжения питания и фиксация потенциала одной из выходных клемм относительно точки «искусственный нуль» с потенциалом половины питающего напряжения сети, а основным недостатком такого источника электропитания является большая активная мощность потребления.

Раскрытие изобретения

Задачей изобретения является создание бестрансформаторного преобразователя напряжения с двухполупериодным выпрямителем и фиксацией потенциала одной из выходных точек относительно напряжения сети, в котором снижено значение потребляемой активной мощности и повышена стабильность выходного напряжения.

Поставленная задача решается в бестрансформаторном преобразователе напряжения, содержащем две секции узла гашения избыточного напряжения с равными сопротивлениями по переменному току, два двухполупериодных выпрямителя, фильтр, два регулирующих элемента, два операционных усилителя и стабилизатор напряжения, причем каждая секция узла гашения избыточного напряжения выполнена в виде последовательно соединенных резистора и конденсатора, подключенных общей точкой к соответствующему выводу для подключения источника питания, свободные выводы конденсаторов обеих секций и резисторов обеих секций узла гашения избыточного напряжения соединены соответственно с входами первого и второго мостовых выпрямителей; выход первого выпрямителя соединен через фильтр параллельно и согласно со входом стабилизатора напряжения, выход второго выпрямителя соединен через последовательно и согласно включенные в первом и во втором проводах соответственно введенные первый и второй регулирующие элементы со входом стабилизатора напряжения, причем первый регулирующий элемент выполнен на n-канальном МОП транзисторе обедненного типа или n-канальном полевом транзисторе, второй регулирующий элемент выполнен на р-канальном полевом транзисторе; стабилизатор напряжения выполнен двухступенчатым, в котором первая ступень содержит первый и второй узлы, включенные согласно и параллельно, первый узел выполнен в виде последовательного соединения первого стабилитрона и введенного первого резистора, введенный второй узел выполнен в виде последовательного соединения второго стабилитрона и второго резистора, причем общая точка соединения катода первого стабилитрона в первом узле и второго резистора во втором узле подключена к первому проводу на выходе первого мостового выпрямителя, соединенному также с истоком первого n-канального МОП транзистора обедненного типа, общая точка соединения анода второго стабилитрона во втором узле и первого резистора в первом узле подключена ко второму проводу на выходе первого мостового выпрямителя, соединенному также с истоком второго р-канального полевого транзистора; сток первого n-канального МОП транзистора обедненного типа и сток второго р-канального полевого транзистора подключены соответственно к первому и второму проводам на выходе второго выпрямителя; первым n-канальным МОП транзистором обедненного типа управляет введенный первый операционный усилитель, выводы питания которого подключены к выводам первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, инвертирующий вход первого усилителя через введенные третий и четвертый резисторы с равными сопротивлениями подключен к выводам первого стабилитрона, неинвертирующий вход первого усилителя через резисторы с равными сопротивлениями подключен к выводам для подключения источника питания, выход первого усилителя подключен к управляющему затвору первого n-канального МОП транзистора обедненного типа; вторым р-канальным полевым транзистором управляет введенный второй операционный усилитель, выводы питания которого подключены к выводам второго стабилитрона во втором узле первой ступени стабилизатора, инвертирующий вход второго усилителя подключен к выходу введенного источника опорного напряжения, неинвертирующий вход второго усилителя подключен к общей точке соединения анода первого стабилитрона и первого резистора в первом узле первой ступени стабилизатора, выход второго усилителя подключен к управляющему затвору второго р-канального полевого транзистора; вторая ступень стабилизатора выполнена по схеме последовательного стабилизатора напряжения и состоит из задающего элемента на стабилитроне, узла стабилизации тока задающего элемента и операционного усилителя, питаемого с выхода первой ступени стабилизатора, а именно, питаемого от первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, неинвертирующий вход усилителя во второй ступени стабилизатора соединен с неинвертирующим входом введенного первого усилителя, подключенного также через резисторы с равными сопротивлениями к выводам для подключения источника питания, инвертирующий вход усилителя во второй ступени стабилизатора подключен через резисторы к выводам для подключения первой и второй нагрузок, вывод для подключения второй нагрузки соединен также с выходным выводом узла стабилизации тока задающего элемента, выход усилителя во второй ступени стабилизатора подключен к выводу для подключения первой нагрузки.

Именно за счет выполнения узла гашения избыточного напряжения в виде двух одинаковых секций с равными сопротивлениями по переменному току, выполненных в виде последовательного соединения конденсатора и резистора, включенных соответственно в оба провода между выводами для подключения источника питания и входами первого и второго мостовых выпрямителей, введения в обоих проводах на выходе второго мостового выпрямителя последовательно со входом стабилизатора напряжения первого и второго регулирующих элементов, которыми управляют соответственно введенные первый и второй операционные усилители, выполнения стабилизатора напряжения двухступенчатым, первая ступень которого состоит из включенных согласно и параллельно первого и второго узлов, содержащих соответственно первый и второй стабилитроны, от которых питаются соответственно первый и второй операционные усилители, введения соответствующих резисторов и источника опорного напряжения, а также выполнения второй ступени стабилизатора с узлом стабилизации тока задающего элемента на стабилитроне и операционным усилителем, питаемым от первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, с вышеуказанным соединением элементов между собой и с другими элементами схемы осуществляется двухполупериодное выпрямление, предварительная симметрия выходного напряжения в первой ступени стабилизатора и фиксация потенциала одной из выходных клемм заявляемого устройства во второй ступени стабилизатора относительно точки с потенциалом половины питающего напряжения сети, уменьшается активная мощность потребления, повышается стабильность выходного напряжения.

Действительно, введение первого и второго регулирующих элементов, выполняющих функцию управляемых балластных сопротивлений, уменьшает ток в цепях с гасящими резисторами, что приводит к снижению активной мощности потребления.

Разбиение узла гашения избыточного напряжения на две секции и синхронное изменение сопротивления первого регулирующего элемента, управляемого первым операционным усилителем, относительно изменения сопротивления второго регулирующего элемента обеспечивает предварительную симметрию выходного напряжения первой ступени стабилизатора относительно точки с потенциалом половины питающего напряжения сети, а применение операционного усилителя во второй ступени стабилизатора, питаемого от первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, позволяет отследить потенциал одной из выходных клемм устройства относительно точки с потенциалом половины питающего напряжения сети.

Введение первого резистора в первом узле первой ступени стабилизатора, а также источника опорного напряжения и второго операционного усилителя, который управляет вторым регулирующим элементом, позволяет поддерживать в первом узле первой ступени стабилизатора входной постоянный ток, равный отношению эталонного опорного напряжения к сопротивлению первого резистора, и снизить пульсации напряжения на выходе первой ступени стабилизатора, а именно, снизить пульсации напряжения на первом стабилитроне в первом узле первой ступени стабилизатора, от которого питается операционный усилитель во второй ступени стабилизатора.

Выполнение второй ступени стабилизатора с узлом стабилизации тока задающего элемента позволяет исключить пульсации выходного напряжения, вызванные некоторым смещением выходного напряжения первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора относительно точки с потенциалом половины питающего напряжения сети.

Краткое описание чертежей.

На фиг.1 приведена принципиальная электрическая схема предлагаемого устройства. Устройство содержит две одинаковые секции 1 узла 2 гашения избыточного напряжения, два мостовых выпрямителя 3 и 4, фильтр 5, стабилизатор напряжения 6, введены два регулирующих элемента, причем первый регулирующий элемент выполнен на n-канальном МОП транзисторе 7 обедненного типа (или n-канальном полевом транзисторе), второй регулирующий элемент выполнен на р-канальном полевом транзисторе 8, введены первый операционный усилитель 9 и второй операционный усилитель 10.

Секции 1 узла 2 гашения избыточного напряжения, состоящие из конденсатора 11 и резистора 12, подключены с одной стороны к клеммам 13 и 14 для подключения сети, а с другой стороны подключены к входам мостовых выпрямителей 3 и 4, причем конденсаторы 11 подключены к входу первого мостового выпрямителя 3, а резисторы 12 подключены к входу второго мостового выпрямителя 4.

Выход первого мостового выпрямителя 3 через фильтр 5 включен согласно и параллельно с входом стабилизатора напряжения 6.

Стабилизатор напряжения 6 выполнен двухступенчатым. Первая ступень стабилизатора напряжения 6 содержит первый узел 15 и второй узел 16, которые включены согласно и параллельно. Первый узел 15 выполнен в виде последовательного соединения стабилитрона 17 и введенного первого резистора 18. Введенный второй узел 16 выполнен в виде последовательного соединения стабилитрона 19 и резистора 20.

В первом и во втором проводах на выходе второго мостового выпрямителя 4 включены согласно и последовательно со входом стабилизатора напряжения 6 соответственно транзисторы 7 и 8. Сток транзистора 7 подключен к первому проводу на выходе второго выпрямителя 4. Исток транзистора 7 подключен к общей точке соединения катода стабилитрона 17 в первом узле 15 и резистора 20 во втором узле 16 первой ступени стабилизатора 6, а также к первому проводу на выходе первого выпрямителя 3.

Сток транзистора 8 подключен ко второму проводу на выходе второго выпрямителя 4. Исток транзистора 8 подключен к общей точке соединения резистора 18 в первом узле 15 и анода стабилитрона 19 во втором узле 16 первой ступени стабилизатора 6, а также ко второму проводу на выходе первого выпрямителя 3.

Выводы питания операционного усилителя 9 подключены к стабилитрону 17, неинвертирующий вход усилителя 9 через резисторы 21 и 22 с равными сопротивлениями подключен к клеммам 13 и 14 для подключения сети, инвертирующий вход усилителя 9 через введенные резисторы 23 и 24 с равными сопротивлениями подключен к выводам стабилитрона 17 в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6, а выход усилителя 9 подключен к управляющему затвору транзистора 7.

Выводы питания операционного усилителя 10 подключены к стабилитрону 19, инвертирующий вход усилителя 10 подключен к выходу источника опорного напряжения 25, выполненного на стабилитроне 26 и ограничительном резисторе 27, неинвертирующий вход усилителя 10 подключен к общей точке соединения анода стабилитрона 17 и резистора 18 в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6, выход усилителя 10 подключен к управляющему затвору транзистора 8.

Вторая ступень стабилизатора напряжения 6 выполнена по известной схеме последовательного стабилизатора напряжения и состоит из задающего элемента на стабилитроне 28, узла 29 стабилизации тока задающего элемента, выполненного на транзисторе 30, резисторах 31, 32, 33 и диоде 34, эмиттерного повторителя на транзисторе 35.

Во второй ступени стабилизатора 6 содержится также операционный усилитель 36, питаемый от стабилитрона 17 в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6. Неинвертирующий вход усилителя 36 через резисторы 21 и 22 с равными сопротивлениями подключен к клеммам 13 и 14 для подключения сети, инвертирующий вход усилителя 36 подключен через резисторы 37 и 38 к выходным клеммам 39 и 40 соответственно, выход операционного усилителя 36 подключен к выходной клемме 39.

Кроме того, для ограничения максимального падения напряжения между стоком и истоком транзистора 7 подключен резистор 41, а между стоком и истоком транзистора 8 подключен резистор 42. Резисторы 41 и 42 выбираются с равными сопротивлениями.

Принцип работы устройства состоит в следующем.

Входное напряжение сети подается на клеммы 13 и 14 устройства, понижается на конденсаторах 11 и резисторах 12 в обеих секциях 1 узла 2 гашения избыточного напряжения, выпрямляется на первом и втором двухполупериодных выпрямителях 3 и 4, а также понижается на первом и втором транзисторах 7 и 8, которыми управляют соответственно первый и второй операционные усилители 9 и 10, после чего сглаживается фильтром 5, стабилизируется в двухступенчатом стабилизаторе 6 и поступает на выходные клеммы 39 и 40.

Первая ступень стабилизатора 6 содержит параллельно включенные узлы 15 и 16, в которых стабилитроны 17 и 19 выбираются с равными напряжениями стабилизации, а сопротивление резистора 18 выбирается значительно меньше сопротивления резистора 20, поэтому входной ток в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6 значительно больше, чем во втором узле 16.

Входной ток в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6 равен сумме выпрямленных токов с выходов первого и второго выпрямителей 3, 4 и сдвинутых по фазе на 90° относительно друг друга. Сдвиг тока по фазе на выходе первого выпрямителя 3 относительно тока на выходе второго выпрямителя 4 образован благодаря сдвигу тока в конденсаторе 11 на 90° относительно тока в резисторе 12. На выходе первого выпрямителя 3 протекает двухполупериодный выпрямленный ток, мгновенное значение которого пропорционально сопротивлению конденсаторов 11, а на выходе второго выпрямителя 4 протекает выпрямленный ток, мгновенное значение которого пропорционально сумме сопротивлений резисторов 12 и изменяющихся сопротивлений транзисторов 7 и 8, играющих роль управляемых балластных сопротивлений.

Изменением сопротивления транзистора 8 управляет операционный усилитель 10, который работает по принципу обратной связи. Напряжение на резисторе 18, пропорциональное входному току в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6, поступает на неинвертирующий вход операционного усилителя 10 и сравнивается с эталонным значением опорного напряжения на стабилитроне 26, поступающим на инвертирующий вход операционного усилителя 10. При изменении мгновенного значения напряжения сети с выхода операционного усилителя 10 подается управляющее напряжение на затвор транзистора 8, изменяя его сопротивление так, что падение напряжения на резисторе 18 в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6 поддерживается на уровне эталонного напряжения, задаваемого стабилитроном 26. То есть при номинальном действующем значении напряжения сети входной ток в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6, проходящий через резистор 18 и стабилитрон 17 без подключения нагрузки, стремится иметь постоянное значение, равное отношению эталонного напряжения на стабилитроне 26 к сопротивлению резистора 18. Таким образом, поддержание постоянного значения величины входного тока в первом узле 15 первой ступени стабилизатора 6 позволяет снизить пульсации напряжения на стабилитроне 17, от которого питается операционный усилитель 36 во второй ступени стабилизатора 6.

Одновременно с изменением сопротивления транзистора 8 синхронно изменяется сопротивление транзистора 7. Изменением сопротивления транзистора 7 управляет операционный усилитель 9, который работает по принципу обратной связи. Если потенциал общей точки соединения резисторов 21 и 22 в делителе сетевого напряжения пополам рассматривать как потенциал точки «искусственный нуль», то синхронное изменение сопротивления транзистора 7 относительно изменения сопротивления транзистора 8 обеспечивается, когда потенциал общей точки соединения резисторов 23 и 24 с равными сопротивлениями в делителе выходного напряжения на стабилитроне 17 первого узла 15 первой ступени стабилизатора 6 равен потенциалу точки «искусственный нуль».

Потенциал общей точки соединения резисторов 23 и 24 поступает на инвертирующий вход операционного усилителя 9 и сравнивается с потенциалом точки «искусственный нуль» на неинвертирующем входе операционного усилителя 9, а управляющее напряжение с выхода операционного усилителя 9 поступает на затвор транзистора 7, изменяя его сопротивление так, что потенциал общей точки соединения резисторов 23 и 24 стремится фиксироваться относительно потенциала «искусственного нуля». Таким образом, обеспечивается предварительная симметрия выходного напряжения на стабилитроне 17 в первой ступени стабилизатора 6 относительно точки «искусственный нуль».

Во второй ступени стабилизатора 6 операционный усилитель 36, питаемый от стабилитрона 17, по принципу обратной связи фиксирует потенциал средней точки резисторов 37 и 38 в делителе выходного напряжения относительно точки «искусственный нуль» при смене полярности входного питающего напряжения сети и других дестабилизирующих факторах. Кроме того, для исключения зависимости выходного напряжения стабилизатора 6, связанной с возможным изменением тока в стабилитроне 28 при изменении напряжения между катодами стабилитронов 17 и 28, применяется узел 29 стабилизации тока в стабилитроне 28 на базе схемы токового зеркала с элементами 30, 31, 32, 33, 34, в которой ток коллектора транзистора 30 не зависит от напряжения коллектор-база.

При равных резисторах 37 и 38 выходное напряжение источника на клеммах 39 и 40 оказывается симметричным относительно «искусственного нуля». Если резистор 37 закоротить, то потенциал клеммы 39 будет равен «искусственному нулю».

Для ограничения максимального падения напряжения между стоком и истоком транзистора 7 включен резистор 41, а между стоком и истоком транзистора 8 включен резистор 42. Резисторы 41 и 42 выбираются с равными сопротивлениями.

Так как р-канальные полевые транзисторы 7 имеют низкое напряжение пробоя, то второй регулирующий элемент может быть выполнен также на р-канальном МОП транзисторе.

На фиг.2 показан фрагмент принципиальной электрической схемы с применением в качестве второго регулирующего элемента р-канального МОП транзистора 43, которым управляет операционный усилитель 10. В этом случае вводится интегральный конвертор 44 напряжения, входные выводы которого подключаются параллельно стабилитрону 19, и конденсаторы 45 и 46. Выводы питания операционного усилителя 10 подключаются, соответственно, к катоду стабилитрона 19 и к выводу конвертора 44 с отрицательной полярностью выходного напряжения.

Промышленная применимость.

Испытания макетных образцов предлагаемого устройства подтвердили его полную работоспособность, решение поставленной задачи и возможность промышленной применимости.

ФОРМУЛА ИЗОБРЕТЕНИЯ

Бестрансформаторный преобразователь напряжения, содержащий две одинаковые секции узла гашения избыточного напряжения с равными сопротивлениями по переменному току, каждая секция узла гашения избыточного напряжения выполнена в виде последовательно соединенных резистора и конденсатора, подключенных общей точкой к соответствующему выводу для подключения источника питания, свободные выводы конденсаторов обеих секций и свободные выводы резисторов обеих секций узла гашения избыточного напряжения соединены соответственно с входами первого и второго мостовых выпрямителей, выходы первого и второго мостовых выпрямителей включены согласно и параллельно и подключены через фильтр к стабилизатору напряжения, стабилизатор напряжения выполнен двухступенчатым с узлом стабилизации тока задающего элемента на стабилитроне и операционным усилителем, питаемым от первой ступени стабилизатора, неинвертирующий вход усилителя через резисторы с равными сопротивлениями подключен к выводам для подключения источника питания, инвертирующий вход усилителя через резисторы соединен с выводами для подключения первой и второй нагрузок, вывод для подключения второй нагрузки соединен также с выходным выводом узла стабилизации тока задающего элемента, выход операционного усилителя подключен к выводу для подключения первой нагрузки, отличающийся тем, что выход второго мостового выпрямителя соединен через последовательно и согласно включенные в первом и во втором проводах соответственно введенные первый и второй регулирующие элементы со входом двухступенчатого стабилизатора напряжения, причем первый регулирующий элемент выполнен на n-канальном полевом транзисторе, а второй регулирующий элемент выполнен на р-канальном полевом транзисторе, первая ступень стабилизатора состоит из первого и второго узлов, включенных согласно и параллельно, первый узел стабилизатора выполнен в виде последовательного соединения первого стабилитрона и введенного первого резистора, введенный второй узел стабилизатора выполнен в виде последовательного соединения второго стабилитрона и второго резистора, причем общая точка соединения катода первого стабилитрона в первом узле и второго резистора во втором узле первой ступени стабилизатора подключена к истоку первого n-канального полевого транзистора, соединенному также с первым проводом на выходе первого мостового выпрямителя, общая точка соединения первого резистора в первом узле и анода второго стабилитрона во втором узле первой ступени стабилизатора подключена к истоку второго р-канального полевого транзистора, соединенному также со вторым проводом на выходе первого мостового выпрямителя, сток первого n-канального и сток второго р-канального полевых транзисторов подключены соответственно к первому и второму проводам на выходе второго мостового выпрямителя, управляющий затвор первого n-канального полевого транзистора подключен к выходу введенного первого операционного усилителя, выводы питания которого, а также выводы питания операционного усилителя во второй ступени стабилизатора, подключены к выводам первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, инвертирующий вход первого усилителя через введенные третий и четвертый резисторы с равными сопротивлениями подключен к выводам первого стабилитрона в первом узле первой ступени стабилизатора, неинвертирующий вход первого усилителя соединен с неинвертирующим входом операционного усилителя во второй ступени стабилизатора, а также подключен через резисторы с равными сопротивлениями к выводам для подключения источника питания, управляющий затвор второго р-канального полевого транзистора подключен к выходу введенного второго операционного усилителя, выводы питания которого подключены к выводам второго стабилитрона во втором узле первой ступени стабилизатора, неинвертирующий вход второго усилителя подключен к общей точке соединения анода первого стабилитрона и первого резистора в первом узле первой ступени стабилизатора, инвертирующий вход второго усилителя подключен к выходу введенного источника опорного напряжения.

Иногда возникает необходимость иметь повышенное напряжение для зарядки конденсаторов или питания высоковольтных схем. Такой напряжения может быть использован для маломощных гаусс-пушек и т.п. Преобразователь не имеет импульсного трансформатора, что резко уменьшает размеры печатной платы.

Повышение входного напряжения происходит благодаря использованному дросселю. Накопительный дроссель имеет индуктивность 1000 микроГенри, именно от добротности дросселя зависит КПД преобразователя в целом.

Генератор импульсов настроен на частоту 14 кГц, но можно увеличить рабочую частоту, этим сокращая витки дросселя. Сам дроссель может быть намотан на Ш-образном сердечнике или в крайнем случае на стержне, размеры не критичны.

Провод, использованный для намотки дросселя, может иметь диаметр от 0,2 мм, поскольку выходной ток преобразователя не превышает 7-8 мА.

Полевой транзистор - буквально любой, который может работать при напряжении более 400 Вольт, я ставил даже биполярные, но с полевыми однозначно лучше. Мощность преобразователь можно увеличить несколькими способами, которые взаимосвязаны между собой.

1) Увеличение напряжения питания.
2) Использование более мощных транзисторов.
3) Использование дополнительного драйвера на выходе микросхемы.
4) Использование более толстого провода для намотки дросселя.

Но все эти способы могут увеличить выходной ток устройства всего на несколько миллиампер. Именно из-за ничтожной выходной мощности (не более 2-х ватт) схема не нашла широкого применения, но иногда она просто незаменима. Вместо микросхемы NE555 можно использовать мультивибратор, который будет настроен на ту же частоту (14 кГц).

Полевой транзистор не нуждается в теплоотводе, поскольку рассеиваемая мощность слишком мизерная.

Для полной зарядки высоковольтной емкости в 1000 мкФ устройству понадобится порядка 5 минут, так что если собрались использовать такой преобразователь в , то должны ждать, но зато устройство очень простое, компактное и экономичное.

Выбирая доступные микросхемы для основы бестрансформаторного (и бездроссельного) , остановимся на двух наиболее популярных - это NE555 таймер и аудиоусилитель ОУ LM386 . В этой статье мы проведём эксперименты с целью определить возможности каждой из них в этих функциях. Биполярные таймеры NE555 широко используются в генераторах различных преобразователей постоянного напряжения, и наиболее часто в инверторных схемах. Впрочем, еще одна очень популярная микросхема - LM386, может быть хорошим решением в данном устройстве. Следует сразу отметить, что результаты также зависят от конкретного производителя этих чипов и от качества сопутствующих компонентов. Мы будем использовать только диоды Шоттки, чтобы свести потери напряжения до минимума.

Базовое сравнение NE555 и LM386

1. Диапазон напряжений питания NE555 простирается от 4.5 до 16 В, но при ее использовании вблизи максимальных значений на высокой частоте могут быть проблемы. Полный диапазон напряжений питания LM386N1 составляет от 4 до 15 В, и полный диапазон напряжений питания LM386N4 - от 4 до 22 В. Таким образом, LM386N4 имеет преимущество над NE555 уже в том, что она может работать с более высоким входным напряжением питания. Потребляемый ток NE555 обычно 3-6 мА, а LM386 обычно 4 - 8 мА - здесь у NE555 имеется небольшое преимущество.
2. Максимальный выходной ток NE555 указан по паспорту 200 мА, а напряжение падает через выходные транзисторы около 2 В при ±100 мА, что делает использование её при более высоких токах малоэффективным. Для сравнения, максимальный выходной ток LM386 гораздо выше выше чем у NE555, поскольку LM386N1 имеет 0.7W выход при питании от 9 В и нагрузке 8 Ом, а LM386N4 - 1 Вт при 16 В. Эти результаты основаны на классической формуле для усилителей класса AB с использованием максимального размаха выходного напряжения и пикового выходного тока.
3. Максимальная мощность рассеяния NE555 в корпусе dip8 составляет всего 600 МВт, в то время как для LM386 1,25 Вт. Здесь операционный усилитель имеет значительное преимущество по сравнению с таймером.

Практические эксперименты

Для наших тестов входное напряжение питания возьмём 10 вольт. Частота DC-DC преобразователей будет установлена на уровне около 25 кГц (Т = 40 МКС), которая значительно ниже, чем их максимально возможные рабочие частоты. Точки A и B на схемах с LM386 могут быть использованы, чтобы управлять генерацией. В схеме все резисторы 0,25 Вт, ±5%, и все не электролитические конденсаторы 30 В, ±10%, керамика.

Сравнение преобразователей в различных схемах

Удвоение напряжения по плюсу питания

На схемах удвоения используется преобразователь на NE555 как простой генератор с триггером Шмитта. Частота Задается R1 и С1, с легкой зависимостью от тока нагрузки. Преобразователь на рисунке ниже основан на LM386.

Таблица 1 сравнивает выходные напряжения преобразователей на нескольких различных нагрузочных сопротивлениях. Видно, что LM386 обеспечивает более высокие напряжения при больших токах нагрузки. Это ожидаемо, поскольку выходной каскад LM386 обеспечивает больший максимальный выходной ток и имеет более низкое падение напряжения.

Инвертирование к плюсу питания

Таблица 2 сравнивает выходное напряжение на нескольких различных нагрузочных сопротивлениях для инвертирующего с положительным полюсом источника питания NE555 и LM386. Снова аудиоусилитель LM386 смог обеспечить больше мощности в нагрузке.

Удвоение и инвертирование к плюсу питания

Мы можем объединить предыдущие схемы преобразователей и разработать конструкцию, которая производит два выходных напряжения. Схема на NE555 обеспечивает меньший суммарный выходной ток и мощность по сравнению со схемой с использованием ОУ LM386. Вывод - LM386 имеет заметные преимущества по сравнению с NE555.